2.9 干扰噪声的耦合途径
外部干扰源产生的噪声之所以会影响到检测系统的正常工作,是因为噪声经由某种传播途径被耦合到了检测系统之中。因此抑制干扰噪声可采取以下3种方法:
(1)消除或削弱干扰源;
(2)切断干扰耦合途径(导线的传导和空间的辐射);
(3)降低电磁敏感装置的敏感性(A/D、D/A转换器,信号放大器等)。
在各种干扰噪声的耦合途径中,场耦合是最普遍的耦合方式,也是最难于计算的一种耦合方式。通常,载有时变电流的电路总要向外发射电场和磁场,其强度可以利用麦克斯韦方程来计算。从理论上来说,给定发射源电流的特性,并给定敏感接收电路及与其相耦合的电路结构,利用麦克斯韦方程可以计算出接收电路各部分的感生电压和电流。但是实际上,即使是在简单的情况下,边界条件往往是非常复杂的,为了把实际问题转换为可以求解的问题,总要进行一些粗略的简化。
如果干扰辐射场的波长为λ,则在小于λ/(2π)的距离内,电路之间经由场的耦合过程要通过分别考虑电场耦合和磁场耦合来进行计算。在检测电路内部,电场耦合通过导线之间的分布电容来计算,磁场耦合通过导线之间的互感来计算。因为频率为30MHz的辐射场的波长为10m,而检测电路内部导线之间的距离通常为几厘米或更短,所以距离设备内部干扰源小于λ/(2π)的条件一般是可以满足的。对于设备外部的干扰源,要根据具体情况进行分析判断。在距离干扰源λ/(2π)以上的地方,由于主导的耦合方式是辐射电磁场,所以检测装置之外的射频噪声耦合到检测电路主要是通过磁场耦合方式。
除了场耦合方式外,常见的干扰噪声耦合方式还有传导耦合与公共阻抗耦合方式。此外,检测电路的供电电源也有可能将工频电网上的各种噪声耦合到检测电路中。
下面分别介绍这些干扰噪声的耦合方式。
2.9.1 传导耦合与公共阻抗耦合
1.传导耦合
传导耦合是指经导线传导引入干扰噪声。例如,交流电源线会将工频电力线噪声引入检测装置,长信号线会把工频和射频电磁场、雷电等感应出的噪声引入检测系统。
噪声源和检测电路之间的电气连接是噪声耦合的直接途径。例如,检测电路必须通过电气连接从直流电源或工业电源获取能量,而这些电源都是干扰噪声源。如果检测电路和大功率模拟电路或开关电路共同工作,连接两者的地线很可能就是一条噪声传播途径。
解决传导耦合的一种方法是使信号线尽量远离噪声源,另一种方法是在干扰噪声传导到检测系统之前,采取有效的去耦和滤波措施。
2.公共阻抗耦合
如果多个电路共同使用一段公共导线,如公共电源线或公共地线,则当其中的任何一个电路的电流发生波动时,都会在公共导线的阻抗上产生波动电压,形成对其他电路的干扰。例如,图2.9.1中的电路1的电流i1发生波动时,通过公共阻抗ZC和ZG的作用,将使A、B两点的电位发生波动,进而影响电路2的正常工作。
图2.9.1 公共阻抗耦合
应该注意的是,公共阻抗ZC和ZG除电阻之外还有电感分量,而且即使对于相当低的频率,其电感分量也有可能超过其电阻分量。随着频率的提高,因为集肤效应,电流密度逐渐向导线表面附近集中,导致导线电阻增加,所以公共电阻是频率的函数。对于圆形截面的铜导线,其交流电阻RAC与直流电阻RDC之比为
式中,d为导线直径,单位为m;f为电流频率,单位为Hz。
例如,对于直径为1mm,长度为10cm的铜导线,其直流电阻约为2.19mΩ;而对于频率为10MHz的电流,其电阻约为26.2mΩ。对于同样的铜导线,其电感约为0.1μH,频率为10kHz时的感抗为6.3mΩ,频率为10MHz时的感抗为6.3Ω。
利用合适的接地措施可以有效地克服公共阻抗耦合噪声。
2.9.2电源耦合
在检测电路的直流电源UC上一般都不同程度地叠加有各种其他噪声,如电源电路中的整流器、电压调节器件及其他元器件的固有噪声,如果电源整流器输出滤波器不理想,电源输出还会叠加工频50Hz及其高次谐波的分量,以及工频电源线上其他噪声的分量。
工频电网上连接着很多其他电气设备,其中某些高频设备会使交流电源线上叠加一些高频噪声。某些大功率开关器件也会使交流电源线上产生尖峰噪声,虽然这些尖峰噪声的宽度很窄,但是其幅度很高,而且出现频繁。工频电源线还是各种射频干扰的接收天线,它会接收各种无线广播和无线通信的射频信号。将这些噪声耦合到检测电路的过程属于传导耦合,即经过220V电源线耦合。
消除电源耦合噪声的方法是选用低噪声、低输出阻抗的电源。
此外,因为直流电源的输出阻抗及连接导线的阻抗不为零,所以电路的工作电流变化也会导致电源电压UC的波动,这类似于公共阻抗耦合。为了防止其他电路(如数字电路和大功率模拟电路)的电流噪声经过电源耦合到微弱信号检测电路中,必要时应该考虑对微弱信号检测电路采用单独的电源供电。
对于微弱信号检测电路,电源耦合噪声很可能是最主要的噪声来源,因此必须采取适当措施加以预防。在电源的交流输入侧并联压敏电阻(varistor),可以有效地抑制尖峰干扰。当压敏电阻两端的电压低于其阈值电压时,压敏电阻的阻值很大,对电路的正常工作没有影响;当压敏电阻两端的电压高于其阈值电压时,压敏电阻的交流阻值迅速减少,从而给尖峰干扰提供了一个低阻通路。压敏电阻必须具有在短暂时刻流过很大电流的能力。在压敏电阻低阻导通的瞬间,其导通电阻与电网阻抗形成串联分压的关系。实际上,电网的高频阻抗要比其工频阻抗大得多,而持续时间很短的尖峰干扰的组成频率很高,这有助于压敏电阻发挥其抑制尖峰的作用。
利用低通滤波器可以滤除工频电网上的射频干扰噪声,如图2.9.2(a)所示。图中的电容和电感取值都较小,对于工频为50Hz的电压而言,电容的阻抗很大,电感的阻抗很小,因此对50Hz电压的正常工作没有多大影响;但是对于射频干扰而言,电源滤波器中旁路电容的阻抗很小,而通路中滤波电感的阻抗很大,对射频干扰的衰减作用较大。还可以利用小电容在交流电源火线对大地及零线对大地之间构成射频低阻抗通路,以滤除两线对地的共模射频干扰。这种电源滤波器对抑制交流电网中的尖峰干扰十分有效,这是因为尖峰干扰的组成频率很高,而滤波器的低通作用将使尖峰干扰大为衰减。
高频干扰还可能通过电源变压器初、次级线圈之间的分布电容耦合到变压器输出端。在变压器初、次级线圈之间装设接地的金属箔屏蔽层,可以有效地抑制这种耦合作用。但要注意金属箔的两个端边必须相互绝缘,以防止在变压器中形成一个短路环。如果在变压器初、次级线圈之间装设两个相互绝缘的屏蔽层,将靠近变压器原边的屏蔽层接到交流电源地上,而将靠近变压器副边的屏蔽层接到检测系统地上,则屏蔽作用更好,如图2.9.2(b)所示。
图2.9.2 电源耦合噪声的抑制方法
2.9.3 电场耦合
通过不同导体之间的电场耦合,干扰源导体的电位变化会在敏感电路中感应出电场噪声。电场噪声可以看做是由不同电路之间的分布电容耦合传播的,因此电场耦合又叫做容性耦合。
1.两条平行直导线间的分布电容C(如图2.9.3所示)
当D/d>3时,有
式中,D为导线间的中心距离,单位为mm;d为导线直径,单位为mm;L为较短的一根导线的长度,单位为mm;ε为周周介质的介电常数,对于空气,ε=8.85×10-3pF/mm。
例如,空气中两条5cm长、相距1mm的直径为1mm的平行导线,C≈2pF。
2.直导线与平面间的分布电容C(如图2.9.4所示)
式中,d为导线的直径,单位为mm;L为导线的长度,单位为mm;h为导线中心与平面间的距离,单位为mm。
例如,空气中长5cm、直径为1mm的导线与平面相距1mm,则C≈2pF。
图2.9.3 两条平行直导线间的分布电容
图2.9.4 直导线与平面间的分布电容
3.电场耦合噪声
在实际情况中,精确估算导体之间的分布电容往往是很困难的,这是因为附近的其他导体会改变电场的分布,从而改变分布电容的大小;附近的绝缘体的介电常数不同于空气,也会使得分布电容发生变化。例如,对于印制电路板上的两条铜箔布线之间的分布电容,便很难找出其数学表达式。为了说明电场耦合噪声的实际情况,可考虑图2.9.5所示的放大器输入电路。图中的导线AB载有其他电路的信号或随机噪声,经分布电容C≈2pF耦合到放大器输入端,形成放大器输入噪声Ui,放大器的输入电阻为Ri=10kΩ。
如果为单一频率f的干扰噪声,根据图2.9.5所示的串联分压关系可得
由于通常分布电容C的容抗要比Ri大得多,所以式(2-9-5)可简化为
Ui=j2πfRiCu (2-9-6)
例如,如果导线AB为f=50Hz的220V交流电源线,由式(2-9-6)可以计算出电场耦合到放大器输入端的工频噪声有效值大约为1.4 mV。
如果u为脉冲数字信号,脉冲上升沿和下降沿的最大变化率为du/dt=-2V/μs,可得i≈Cdu/dt =4μA,则Ui=iRi=40mV,如图2.9.6所示。
如果导线AB载有随机噪声u,其功率谱密度函数为Su(f),则随机噪声通过线性系统的响应可得Ui的功率谱密度函数,为
SUi(f)=Su(f)|Ui/u|2≈Su(f)|j2πfCRi|2 (2-9-7)
图2.9.5 放大器输入电路
图2.9.6 脉冲数字信号经电场耦合后的波形
4.减少电场耦合噪声的常用方法
(1)信号线远离干扰线。
(2)利用地平面减少线间电容,如图2.9.7所示,C2<C1。
(3)利用接地导线部分屏蔽,如图2.9.8所示。
(4)利用双绞传输线将干扰变为共模噪声,如图2.9.9所示。
(5)减少干扰源的du/dt,如图2.9.10所示。
图2.9.7 利用地平面减少线间电容
图2.9.8 利用接地导线部分屏蔽
图2.9.9 利用双绞传输线将干扰变为共模噪声
图2.9.10 减少干扰源的du/dt
2.9.4 磁场耦合
磁场耦合又叫做电感性耦合,也可称为互感耦合。
1.电流的磁场
载有电流i的单一导线会在导线周围产生磁场。对于长直导线,在距离导线r处的磁感应强度为
式中,μ0为空气的磁导率,μ0=4π×10-7H/m;i为流过导线的电流,单位为A。
例如,对于载有1A电流的长直导线,在距离导线1cm处的磁感应强度约为20μWb/m2。
2.电磁感应耦合
对于磁场中的导体回路,当穿越它的磁通Φ发生变化时,在该回路中感应出感生电动势e,如图2.9.11所示,在回路面积A上对磁感应强度B进行积分,可以计算得出
式中,Bn为磁感应强度B垂直于回路平面的分量。
设平均磁场BA的有效值为Brms,BA的方向与感应平面法线之间的夹角为θ,则感应电压的有效值为
erms=2πfABrmscos(θ) (2-9-10)
例如,电源变压器的工作频率为f=50Hz,其杂散磁场垂直于放大器输入回路的平均磁感应强度的幅值为B0=1mWb/m2,放大器输入回路面积为A=1cm2,由式(2-9-10)可得感应噪声电动势的幅值为ep=2πfAB0=31.4μV。
3.互感耦合
对于如图2.9.12所示的两个电路互感耦合的情况,当其中一个电路的电流i1发生变化时,其周围的磁场强度也随时间变化,经过互感使另一个导体回路中的磁通Φ2相应发生变化,设它们之间的互感为M,则有
图2.9.11 感生电动势的计算图
图2.9.12 两个电路互感耦合
式(2-9-11)说明,在电路2中产生的感应电压正比于电路1电流的变化率。
如果电流i1的功率谱密度为Si1(f),则e2的功率谱密度为
Se2(f)=(2πfM)2Si1(f) (2-9-12)
对于圆形截面长度为L的两条非磁性平行导线,其互感M为
式中,μ0为空气的磁导率;ds为导线间距,ds≪L,单位为m。互感大小与导线直径无关。
在很多实际情况中,感应回路的面积较大,其靠近磁场干扰源导线处的磁场强度要比远离磁场干扰源导线处的磁场强度大很多,这时利用干扰源导线与敏感导线之间的互感来计算磁场感应噪声电压要更方便一些,这样可以避免沿着感应面积的积分。如果干扰电路的导线和敏感检测电路的导线之间有一段长度比较接近,而其他部分又相距较远,就可以只根据相邻部分导体的尺寸和间距,由式(2-9-13)来近似计算两个电路之间的互感。
在如图2.9.5所示电路中,如果两个电路靠近部分的导线AB、CD长度为L=10cm,间距为ds=2mm,由式(2-9-13)可以计算出它们之间的互感M约为0.072μH。如果AB是脉冲电路的一部分,流经它的电流变化率为0.1mA/ns,那么根据式(2-9-11)可知在放大器输入回路中感应出的噪声幅度大约为7.2mV;如果导线AB是工频电源线的一部分,流经它的50Hz电流的有效值为1A,则在放大器输入回路中感应出的噪声有效值为urms=22.6μV。
两个电路之间的互感要受附近的第三个电路导体的影响,第三个电路的阻抗越低,则对互感的影响越大,这是因为在第三个电路中由感应出的电动势产生的电流会起削弱原磁场的作用。
4.磁场耦合干扰的抑制
磁场耦合不同于电场耦合,表现在两方面:其一,减小接收电路的输入阻抗能有效地减少电场耦合噪声,但是对磁场耦合却没有效用;其二,电场耦合噪声一般表现为导线对地电压,而磁场耦合噪声一般表现为与信号输入线相串联的感生电压。
如果可能,应该尽量使微弱信号检测电路远离时变磁场,以减小干扰磁场的磁感应强度B。如果做不到远离干扰源,就必须采取一系列的预防和降噪措施。
由式(2-9-11)可知,在频率f和I1确定的条件下,要想减少e2,必须减小两个电路之间的互感M,方法是尽量减少电路2的感应面积A,或调整两个电路所在平面的夹角θ,使它们尽量互相垂直。为了减少感应面积A,信号线应尽量贴近地线,或将信号线与地线绞合在一起,或者使干扰源电流在双绞线中流动,而不是沿地线流动,这样双绞线相邻结点处产生的干扰磁场具有一定的相互抵消作用。检测信号线使用双绞线对抑制磁场干扰也有一定的作用,因为双绞线能有效减少感应面积A,而且双绞线相邻结点处产生的感生电动势符号相反,具有一定的相互抵消作用,如图2.9.13(a)所示。微弱信号导线应该尽量贴近大面积的地线,这样可以减小该导线与其他电路导线之间的互感M,如图2.9.13(b)所示。由式(2-9-11)可知,磁场耦合噪声的幅度正比于干扰源电流的变化率di/dt,因此如果可能,微弱信号电路附近的脉冲数字电路应该采取一些限斜率的措施,使得脉冲信号的上升沿和下降沿变得平滑,这样可以有效地降低磁场耦合噪声的幅度,如图2.9.13(c)所示。例如,附近的串行通信电路应尽量采用限斜率的通信接口芯片或采用合适的滤波技术。
为了减少变压器的漏磁,应该使用环形铁芯变压器,这样可以减少来自变压器的磁场耦合噪声。如果条件(如散热条件)允许,可以用高磁导率材料容器把有可能释放干扰磁场的变压器封装屏蔽起来,以降低变压器的漏磁,如图2.9.14(a)所示。对于敏感的微弱信号检测电路,也可以用高磁导率材料容器把电路封装屏蔽起来,以阻止外来干扰磁场进入检测电路,如图2.9.14(b)所示。
图2.9.13 感生电动势的计算图及抑制磁场干扰的几种方法
图2.9.14 利用铁磁物质屏蔽抑制磁场干扰
为了减小信号回路中感应出的噪声电压e2,必须减小式(2-9-11)中的互感M。图2.9.14(a)和图2.9.14(b)所示两种屏蔽方法的实质是,将磁场干扰源产生的磁通引至铁磁材料中,而不与信号回路相交连。为了达到这个目的,屏蔽层的磁阻应该越小越好。
磁通所流经的路径称为磁路,磁路的磁阻Rm为
式中,l为磁路长度;S为磁路横截面积;μ为磁导率。
为了减小屏蔽罩的磁阻Rm,应选用磁导率高的材料(如铁、硅钢片、坡莫合金等),且屏蔽层要有足够的厚度,以增大截面积S,另外在垂直于磁通方向不应有开口。
一种常用的磁屏蔽材料是镍铁高磁导率合金,但是其缺点是在相当低的磁场强度下就会达到磁饱和,因此在高磁场强度下其屏蔽作用失效。为了解决这个问题,可以采用两层屏蔽,如图2.9.14(b)所示,外层屏蔽材料的磁导率不是很高,但是使其达到磁饱和的磁场强度却很高,内层屏蔽采用高磁导率材料。如果外层屏蔽将干扰磁场强度降低到内层高磁导率材料的饱和强度以下,内层屏蔽就可以充分发挥作用。
铁磁材料和镍铁高磁导率合金在低频段的磁屏蔽作用是非常有效的,但在频率高达100kHz时,其磁屏蔽作用还不如其他金属,如钢、铜和铝。随着磁场频率的升高,铁磁材料的磁导率会降低,因此对于射频磁场干扰而言,铁磁材料的屏蔽效果不太好,在这种情况下,可以利用高电导率的非铁磁导体进行屏蔽,因为磁场在屏蔽导体中感应出的涡流会产生相反方向的磁场,对干扰磁场具有抵消作用。
由磁场引起的干扰要比由电场引起的干扰更难消除,其主要原因是磁场能够穿透很多种导体材料。钢对磁场的屏蔽作用远远优于铜和铝。
2.9.5 电磁辐射耦合
任何载有交变电流的电路都会向远场辐射电磁波,高频电路的辐射作用更为明显,因为高频辐射源波长更短,辐射源距离其远场与近场分界点更近。任何导体都可能接收电磁波而产生噪声。电磁辐射耦合兼有电场和磁场耦合的特点,无线广播、电视、雷达等都是以这种方式传播的,这也是射频噪声和天体噪声的主要耦合方式。
长度为L的短直导线载有频率为f的交变电流I,如图2.9.15(a)所示,如果L≪λ/(2π),那么在相距r处的电场强度为
式中,μ0为自由空间的磁导率;θ为导线与传播方向之间的夹角。其他参数如图2.9.15(a)所示。
如果面积为A的圆环导线流过同样的电流,如图2.9.15(b)所示,则在圆环的直径d≪λ/(2π)条件下,在相距r处的电场强度为
式中,ε0为自由空间的介电常数,ε0=8.854×10-3pF/mm;μ0为自由空间的磁导率;θ为圆环法线与传播方向之间的夹角;A为圆环面积。其他参数如图2.9.15(b)所示。
图2.9.15 带电导线周围的电场
式(2-9-15)和式(2-9-16)说明,频率f越高,电磁辐射场的强度越高。在距离辐射源的距离大于一定值的地方,只有高频电磁场比较显著。当θ=90°时,在相距辐射源10m处,对于载有10mA电流,长度为10cm的短直导线和面积为10cm2的圆环导线,不同频率情况下的电场强度分别列于表2.9.1中。
表2.9.1 不同频率情况下的|Ee|和|Em|
式(2-9-15)和式(2-9-16)适用于自由空间。当场中存在其他物质结构,尤其是存在导体时,电磁场的强度将发生变化,此时这些公式只可用于推测场强的数量级,以及说明距离、频率和干扰源几何尺寸对场强的影响。
小型发射天线的辐射场如图2.9.16所示。
图2.9.16 小型发射天线的辐射场
除了专业的无线电发射器外,火花塞、电弧、电刷电动机、大功率接触器、变频器、工作于高频的其他电路(如计算机)、医学中的热疗设备等都会发射电磁波。此外,检测设备内任何载有高频电流的导线都会向周围发射电磁波。
微弱信号检测电路中的任何导体都会像天线一样拾取电磁辐射噪声,电路中的有用信号越微弱,相对而言电磁辐射噪声的影响就越严重。而且检测电路中的非线性器件又可能对接收到的电磁辐射噪声进行解调或变频,因此电磁辐射噪声不但会影响高频电路,还会影响中频和低频检测电路。
因为导体对电磁辐射噪声具有反射和吸收的作用,所以用导体屏蔽罩来屏蔽发射源或敏感电路都能有效地衰减电磁辐射噪声。